李远波，黄石生，李 阳，王振民，冯 桑
( 华南理工大学 机械工程学院，广东 广州 510640 )
摘要：针对基于峰值电流控制模式的大功率软开关弧焊逆变器，讨论了其峰值电流控制电路中峰值信号(一次侧瞬态电流信号)检测与处理，以及斜率补偿的意义及实现方法，具体设计并实现了信号的检测、处理以及斜率补偿电路。
关键词： 弧焊逆变器；峰值电流控制；斜率补偿
引言
移相全桥零电压软开关电路拓扑结构简单、紧凑，软开关控制的实现较容易，比较适合大功率应用场合，在此基础上提出一种在功率变压器二次侧串联饱和电感、充分利用变压器励磁能量拓宽软开关范围的新型移相全桥零电压软开关电路拓扑[1]，这种新型软开关逆变器由于取消了高频功率变压器的漏感条件对绕组散热的制约，可以进一步增大高频功率变压器的输出功率。峰值电流控制模式是20世纪80年代出现的新型控制模式，优点十分突出，将电流峰值移相控制技术和上述大功率软开关技术相融合应用于大功率弧焊逆变器，可以有效地解决偏磁和功率器件的保护等问题，使大功率弧焊逆变器实现全范围软开关运行。
1 峰值电流模式逆变器工作原理
新型大功率软开关弧焊逆变器工作原理如图1所示。三相工频交流电经过整流滤波、全桥零电压逆变、高频降压、二次侧整流后得到所需要的输出信号，控制电路则由峰值电流反馈和输出反馈组成双闭环控制，并通过移相控制实现零电压软开关换流。
图1 峰值电流模式工作原理图
移相PWM单片集成控制器能够提供全桥软开关变换器所需的反馈控制、解码和保护等全部功能，应用这些专用集成电路可以极大地简化移相控制电路的设计和调试工作，并能显著地提高大功率逆变器的可靠性。本研究采用美国Unitrode公司最近推出的改进型移相软开关控制器UC3879，该芯片从总体结构上可划分为3个部分：脉宽调制信号发生器；移相驱动指令形成电路；工作电源及保护等辅助电路。该芯片具有众多优点，能够满足采用峰值电流控制的脉宽调制的需求。从峰值电流模式工作原理图可知在峰值控制电路的设计上，主要涉及到2个关键问题：一是峰值信号及原边瞬态电流信号的检测和处理；二是峰值信号的斜率补偿问题。
2 峰值信号的检测与处理
在本研究的大功率软开关弧焊逆变器中，功率变压器一次绕组的电流高达100 A以上，在信号检测器件方面，采用霍尔传感器是一个比较理想的选择[2]。霍尔传感器利用霍尔效应来对信息进行传感与处理，测量的线性度好(＜1％)、电流跟踪速度高(50 A/μs)、绝缘性能好(＞2 500 V)，可以直接检测载有直流分量的高频交流信号，而不存在磁通复位等问题，具有较高的性价比。至于霍尔传感器的接入位置，从安装方便程度以及传感信号处理的简化等角度出发，一般将其接在功率变压器的一次侧。
霍尔传感器采样到的一次电流信号是高频交流信号。采用UC3879作为控制芯片时，其内部的时钟振荡器的频率为逆变频率的2倍，而斜率补偿信号与内部的时钟信号是同步、同频率的。因此，必须要对霍尔传感器检测信号先进行高速精密整流，才能与斜率补偿信号叠加，也就是说霍尔传感器检测信号必须经过精密的绝对值电路处理之后，才可以作为有效的瞬态电流信号参与脉宽调制器的移相控制过程。这是电流峰值控制系统成功与否的一个关键因素。
对检测的高频交流信号进行精密整流，主要有2种方法。一种就是采用通用的检波绝对值电路，由同相检波器和反相检波器构成。这种方法输出失真很小，但是存在死区电压问题，信号工作频率受到集成电路的带宽和上升速率的限制，电路相对复杂。
根据霍尔传感器的工作原理，霍尔传感器本质上可以看成一个压控电流源，可以采用4只高频二极管组成的全桥整流电路在霍尔传感器信号输出端直接进行整流，这就得到了瞬态信息整流的第二种方法，本研究采用的就是这种方法。将整流好的信号加到检测电阻上，便可以得到规则完整的直流电压信号。电路简单、实用、无干扰噪声，也不存在采用集成电路时的死区电压问题。实验结果表明，采用这种方法获得的信号完全可以满足要求。需要特别注意的地方是，对霍尔传感器电源及其信号处理电路最好采取单独供电的方式，供电电源需要良好的屏蔽和隔离。
3 峰值信号的斜率补偿电路设计
峰值信号的斜率补偿主要作用是克服系统在导通比大于50％时的不稳定现象[3]。当斜率补偿电压信号的上升率大于或等于输出电感中电流对应检测信号的下降率的一半时，则可以保证在导通比0～1的全部范围内系统总是稳定的。斜率补偿电路的另一个作用是改善系统的抗噪性能。斜率补偿电压信号的上升率愈大，则峰值电流控制电路对噪声的敏感性愈小，系统的抗噪能力愈强。另一方面，如果增大斜率补偿电压信号的上升率，则电流注入控制系统的开环穿越频率会减小，系统的动态响应速度将降低。综合考虑上述因素，在控制工程实践中，斜率补偿电压的上升率一般设计为输出电感电流检测信号下降率折算值的70％～80％。
在UC3879中误差放大器的输出端输出误差控制信号，然后与PWM比较器反相端的峰值信号进行比较，因此，斜率补偿可以有2种实现方式，一是直接在误差信号上叠加补偿信号，二是对峰值电流信号叠加补偿信号。就实现方式来说，后者更为方便，UC3879自身提供了良好的斜率补偿实现平台因为在定时电容CT上恰好有一个正的与振荡器同步、同频率的斜坡电压，只要将该电压信号分压之后与峰值电流信号进行叠加就可以实现补偿。图2就是一个充分利用UC3879的自身资源实现峰值电流斜率补偿的电路。
图2中，Rsense为霍尔传感器的检测电阻，R1与R2构成一个分压电路，对定时电容CT上的斜坡电压进行分压，作为斜率补偿的信号；C1是交流耦合电容，可以消除斜坡电容上斜坡电压所含有的直流分量；C2与R1构成一个简单的RC滤波电路，滤除峰值电流的边缘尖峰；快速三极管2N5551组成射极跟随器进行阻抗变换；为减少补偿电路对CT上的斜坡电压线性度和稳定性的影响，R2的阻值要足够大。
为方便滤波电容C2的计算以及相关电路参数的设计，现设定R1＝1 kΩ，补偿信号斜率ma＝0.75m2，m2为电感电流下降斜率，接下来计算R2阻值大小，步骤如下。
a. 计算电感电流下降斜率m2
m2＝di/dt＝U0/L，(1)
式中 U0为输出电压；L为滤波电感。
b. 将滤波电感的电流下降斜率折算成一次侧电流下降斜率
m2＇＝m2×Ns/Np＝n×m2，(2)
式中 Ns、Np为功率变压器的一、二次侧匝数；n为一、二次侧匝数之比。
C. 计算折算到一次侧的电流检测信号电压值
Um2＇＝m2＇×Rsense＝nRsensem2。(3)
d. 计算定时电容上的斜坡电压的斜率mosc
mosc＝dUosc/dt＝Uosc/Tclock，(4)
式中 Uosc为斜坡电压振幅，Tclock为UC3879振荡器的时钟周期。
e. 根据电阻串联分压关系及ma＝0.75m2的设计要求，便可以求出R2
R2＝(R1×Uosc/Tclock)/(0.75nm2Rsense)。(5)
检测电阻Rsense、斜坡电压振幅Uosc、变比n、振荡器的时钟周期Tclock以及输出滤波电感值L都是已知的，因此，便可以计算出R2的阻值，而R3的阻值一般取为R2的1/10左右。
C2与R1构成的RC滤波电路的时间常数应该要远小于振荡器的时钟周期Tclock，一般取为1/50。于是C2可以按下式求出
C2≤Tclock/(50R1)。(6)
至此完成斜率补偿电路参数的计算。
4 实验及结果分析
利用计算机自动信息测试平台，对我们研制成功的25 kVA软开关弧焊逆变器的峰值电流控制电路进行了测试，以检验理论分析的合理性和实际参数设计的可行性。图3和图4为检测的斜率补偿信号和峰值控制信号。其中，图3中的Uslope为从UC3879定时电容CT上的斜坡电压Uosc经过分压之后得到的斜率补偿信号，Uosc的峰值约为2.6 V。由图3可见，斜率补偿信号峰值约为0.2 V，没有直流分量，线性度比较好，与定时电容电压的变化，也即与振荡器频率一致，同时也没有影响振荡器锯齿波的线性度和稳定度，这表明前述有关斜率补偿的理论设计是合适的，斜率补偿电路参数的设计也比较合理。图4中的ip为功率变压器一次侧的电流检测信号，电流信号无尖峰和毛刺，比较干净；ip1为一次侧电流经过高频精密整流处理与斜率补偿之后获得的峰值控制信号，由图可见，该峰值控制信号正负半波基本对称，信号比较稳定，电流上升的斜率比较恒定，不会出现亚谐波振荡的问题。这也表明采用的电流信息传感器件、传感位置以及峰值信息处理和补偿电路的设计是合理和可行的。
图3 斜率补偿信号
图4 峰值控制信号
5 结论
对于基于峰值电流控制模式的大功率全桥移相软开关逆变器，采取一定的方法对一次侧瞬态电流信号进行检测和处理非常重要，在此基础上还必须对峰值信号进行斜率补偿设计，针对这2个关键问题本研究提出的设计简单实用，具有一定的参考价值。
参考文献
[1] Guichao Hua，Fred C Lee，Milan M Jovanovic.An improved full bridge
zero-voltage-switched PWM converter using a saturabLe
inductor[J].IEEE Trans.Power Electron.，1993，8(4)：530-534.
[2] 余文松.新型大功率软开关弧焊逆变器的研究[D].广州：华南理工大学机电系，2002.
[3] 杜贵平，黄石生，王振民.大功率逆变电源峰值电流控制模式的研究[J].电力电子技术，2002，36(1)：19-22.